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    wp）放置于fcross的k倍处，可由下式计算出Cpole:-------补偿网络零点（wz）放置于fcross的1/k倍处，可由下式计算出Cz：3仿真验证计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析，减轻劳动强度，避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差，还可以与实物调试相互补充，大限度的降低设计成本，缩短开发周期。本例采用经典的电流型控制器UC3843（与NCP1015控制原理类似），搭建反激变换器。其中，变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。仿真测试条件：低压输入（90VAC，双路满载）1.原理图图17仿真原理图2.瞬态信号时域分析从图18可以看出，低Cbulk上的低电压为，与理论值98V大致相符。3.交流信号频域分析4.动态负载波形测试测试条件：低压输入，满载，主路输出电流，间隔，测试输出电压波形。4PCB设计指导，走线要宽。（di/dt、dv/dt）走线a．整流二级，钳位吸收二极管，MOS管与变压器引脚，这些高频处，引线应尽可能短，layout时避免走直角；b．MOS管的驱动信号，检流电阻的检流信号，到控制IC的走线距离越短越好；c．检流电阻与MOS和GND的距离应尽可能短。：a.所有小信号GND与控制IC的GND相连后，连接到PowerGND（即大信号GND）；b.反馈信号应**走到IC。作为部门、学术机构，可能需要政策上倾斜引导、资源上整合扶持；昆明史赛克STRYKERL9000冷光源主机维修

    在变压器次级线圈N2绕组的两端也同时产生感应电动势，但由于整流二极管的作用，没有产生回路电流。相当于变压器次级线圈开路，变压器次级线圈相当于一个电感。因此，流过变压器初级线圈N1绕组的电流就是变压器的励磁电流，变压器初级线圈N1绕组两端产生自感电动势可由下式表示：e1=L1di/dt=UiK接通期间(1-98)或e1=N1dф/dt=UiK接通期间(1-99)上式中，e1为变压器初级线圈N1绕组产生的自感电动势，L1是变压器初级线圈N1绕组的电感，N1为变压器初级线圈N1绕组线圈绕组的匝数，ф为变压器铁心中的磁通。对(1-98)和(1-99)式进行积分，由此可求得：i1=Ui*t/L1＋i(0)K接通期间(1-100)ф=Ui*t/N1＋ф(0)K关断瞬间(1-101)上式中，i1是流过变压器初级线圈N1绕组的电流，ф为变压器铁心中的磁通；i1(0)为变压器初级线圈中的初始电流，即：控制开关刚接通瞬间流过变压器初级线圈N1绕组的电流；ф(0)为初始磁通，即：控制开关刚接通瞬间变压器铁心中的磁通。当开关电源工作于输出临界连续电流状态时，这里的i1(0)正好0，而ф(0)正好等于剩磁通S?Br。当控制开关K将要关断，且开关电源工作于输出电流临界连续状态时，i1和均达到大值：i1m=Ui*Ton/L1K关断瞬间。郑州史赛克STRYKERL9000冷光源更换灯泡这一数据足以提醒医院关注设备管理使用问题了。

    电源设计过程中确保正确使用冷却风扇的技巧因为更小的散热片和更高的功率密度，使现代电源的热管理变得越来越重要，现在的数据表都给出了必要的信息，设计师应据此确保器件以大工作温度工作时，电源工作温度不会太高。一旦按照规定程序选择出一款风扇，在后配置中，应当对这些器件进行后检查。一旦器件温度看起来将超过数据表中给定的值，则应重新评估风量和方向。大家知道，如果在一个密闭空间内发散热量，该空间内的温度会增加。也即，壳体内的环境温度会上升。如果有一个包含电源和其负载（即它供电的PCB）的壳体，随着电源和其负载在散发热，壳体内的环境温度会上升，进而导致电源和其负载温度的进一步上升，从而可能超出其允许的高工作温度。这是个糟糕的情况，热是电子系统产生不可靠性、缩短使用寿命的首要因素，因为电解电容器的使用寿命与其工作温度密切相关。随着温度的升高，其它器件的可靠性也降低；随着散热器越做越小、电源也越来越小的趋势，必须对其进行精细的热管理。一个简单方法，是使用风扇从机体中吹出多余热量。对可能采用对流冷却设计的电源，或只能在较低温度下工作的设备来说，需要遵循以下步骤计算风量。

    电容充电，存储一部分电荷。当非门发生翻转瞬间，电容放电，形成瞬间的浪涌电流，方向如图9中虚线所示。这样电路转换所需的瞬态电流不必再由VCC提供，电容相当于局部小电源。因此电源端和地端的寄生电感被旁路掉了，寄生电感在这一瞬间没有电流流过，因而也不存在感应电压，这就保证了首先个非门输出信号的逻辑电平值的正确性。所需电容可能不是一个，通常是两个或多个电容并联放置，小电容本身的串联电感，进而小电容充放电回路的阻抗。电容的摆放、安装距离、安装方法、电容选择等问题，本文后面会详细介绍。很多芯片制造商在参考设计中给出的都是这种局部去耦方式，但并不是说这种方式就是优的。芯片商关心的是如何提高他所提供的特定器件的性能，也就是说，着眼点在器件本身，并没有从整个电路系统的角度来处理电源去耦的问题。有时你会发现，对一个的电源和地引脚都单独去耦是不现实的，可能是空间限制，放不下如此多的电容，也可能是成本限制。因此对于板级集成的工程师来说，除了要熟悉局部去耦的方法外，还要深入研究如何从整个电源分配系统的角度进行电源去耦设计。维修时增加部件以增有效果 在维修过程中，维修公司可能会应医疗机构要求.

    次级线圈所包围的磁链是减少的。其实根本的问题是两个,一:励磁电流与输出电流并联，励磁电流的增大即意味着效率的降低；二:漏感增加,这个的危害就不说了。（待考证）漏感的原因会导致初次级线圈的磁通无法完全抵消，时间长了会导致磁芯磁化，所以大功率的正激是需要加一点气隙好让变压器直流成分都到气隙里。这个磁通不完全抵消的理论我也是听说的，觉得有道理。正激在励磁的同时传递能量，励磁搭建能量传递的平台，励磁电流在关断期间回馈能量给电源或被消耗掉进行磁复位，励磁电流越小激磁能量就越小，激磁损耗也越小。加气隙后磁阻增大，磁芯中能够储备的磁能增大，磁芯剩磁Br也会减小，deltB(Bs-Br)增大，开关管导通期延长时不易发生磁饱和，但励磁电流和漏感均会增大。工作频率较低时，可加微量的气隙，这时不易发生磁饱和，deltB增大，线圈匝数可以减少，铜损减少，但要注意磁复位和关断期间的尖峰高压。工作频率很高时,单位时间内磁芯中的磁能变化很大，磁芯损耗急剧增大，设计时磁芯的deltB的取值必须减小，这时Bs和Br不是限制因子，同时由于匝数已很少，没有必要加气隙增大漏感和励磁电流。1．储能用的好加一点气隙，大幅提高其承受直流磁场偏置的能力。其二，被更换的部件是按医疗器械管理的但未经注册，或改变了“结构及组成”所限定的内容.昆明史赛克STRYKERL9000冷光源主机维修

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    下面就计算一个常见的过孔的寄生电感，看看有多大，以便有一个感性认识。设过孔的长度为63mil（对应电路板的厚度毫米，这一厚度的电路板很常见），过孔直径8mil，根据上面公式得：这一寄生电感比很多小封装电容自身的寄生电感要大，必须考虑它的影响。过孔的直径越大，寄生电感越小。过孔长度越长，电感越大。下面我们就以一个0805封装电容为例，计算安装前后谐振频率的变化。参数如下：容值：C=。电容自身等效串联电感：ESL=nH。安装后增加的寄生电感：Lmount=。电容的自谐振频率：安装后的总寄生电感：。注意，实际上安装一个电容至少要两个过孔，寄生电感是串联的，如果只用两个过孔，则过孔引入的寄生电感就有3nH。但是在电容的一端都并联几个过孔，可以有效小总的寄生电感，这和安装方法有关。安装后的谐振频率为：可见，安装后电容的谐振频率发生了很大的偏移，使得小电容的高频去耦特性被消弱。在进行电路参数设计时，应以这个安装后的谐振频率计算，因为这才是电容在电路板上的实际表现。安装电感对电容的去耦特性产生很大影响，应尽小。实际上，如何大程度的小安装后的寄生电感，是一个非常重要的问题，本文后面还要专门讨论。昆明史赛克STRYKERL9000冷光源主机维修