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    开关电源内部主要损耗要提高开关电源的效率，就必须分辨和粗略估算各种损耗。开关电源内部的损耗大致可分为四个方面：开关损耗、导通损耗、附加损耗和电阻损耗。这些损耗通常会在有损元器件中同时出现，下面将分别讨论。与功率开关有关的损耗功率开关是典型的开关电源内部主要的两个损耗源之一。损耗基本上可分为两部分：导通损耗和开关损耗。导通损耗是当功率器件已被开通，且驱动和开关波形已经稳定以后，功率开关处于导通状态时的损耗；开关损耗是出现在功率开关被驱动，进入一个新的工作状态，驱动和开关波形处于过渡过程时的损耗。这些阶段和它们的波形见图1。导通损耗可由开关两端电压和电流波形乘积测得。这些波形都近似线性，导通期间的功率损耗由式(1)给出。控制这个损耗的典型方法是使功率开关导通期间的电压降小。要达到这个目的，设计者必须使开关工作在饱和状态。这些条件由式(2a)和式(2b)给出，通过基极或栅极过电流驱动，确保由外部元器件而不是功率开关本身对集电极或漏极电流进行控制。电源开关转换期间的开关损耗就更复杂，既有本身的因素，也有相关元器件的影响。与损耗有关的波形只能通过电压探头接在漏源极(集射极)端的示波器观察得到。，而是想方设法、变换窍门地进行部件级维修（更换部件）。昆明史赛克L10冷光源更换高压包

    这非常便于使用。这些损耗列于此处，使人们可以对损耗的性质作出评价。与变压器和电感有关的损耗主要有三种：磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。在设计和构造变压器和电感时可以控制这些损耗。磁滞损耗与绕组的匝数和驱动方式有关。它决定了每个工作周期在B-H曲线内扫过的面积。扫过的面积就是磁场力所作的功，磁场力使磁心内的磁畴重新排列，扫过的面积越大，磁滞损耗就越大。该损耗由式(6)给出。如公式中所见，损耗是与工作频率和大工作磁通密度的二次方成正比。虽然这个损耗不如功率开关和整流器内部的损耗大，但是处理不当也会成为一个问题。在100kHz时，Bmax应设定为材料饱和磁通密度Bsat的50％。在500kHz时，Bmax应设定为材料饱和磁通密度Bsat的25％。在1MHz时，Bmax应设定为材料饱和磁通密度Bsat的10％。这是依据铁磁材料在开关电源(3C8等)中所表现出来的特性决定的。涡流损耗比磁滞损耗小得多，但随着工作频率的提高而迅速增加，如式(7)所示。涡流是在强磁场中磁心内部大范围内感应的环流。一般设计者没有太多办法来减少这个损耗。电阻损耗是变压器或电感内部绕组的电阻产生的损耗。有两种形式的电阻损耗：直流电阻损耗和集肤效应电阻损耗。昆明史赛克L10冷光源更换高压包各级医疗机构的领导不同程度地存在对医疗设备的维修管理工作重视不够。

    计算所得的IGBT导通栅极驱动阻抗为100Ω，该值比前面的37Ω高，表明IGBTGFS较高，而CIES较低。这里的关键之处在于，为了从MOSFET转换到IGBT，必须对栅极驱动电路进行调节。传导损耗需谨慎在比较额定值为600V的器件时，IGBT的传导损耗一般比相同芯片大小的600VMOSFET少。这种比较应该是在集电极和漏极电流密度可明显感测，并在指明差情况下的工作结温下进行的。例如，FGP20N6S2SMPS2IGBT和FCP11N60SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。图4显示了在125℃的结温下传导损耗与直流电流的关系，图中曲线表明在直流电流大于，MOSFET的传导损耗更大。不过，图4中的直流传导损耗比较不适用于大部分应用。同时，图5中显示了传导损耗在CCM(连续电流模式)、升压PFC电路，125℃的结温以及85V的交流输入电压Vac和400Vdc直流输出电压的工作模式下的比较曲线。图中，MOSFET-IGBT的曲线相交点为RMS。对PFC电路而言，当交流输入电流大于RMS时，MOSFET具有较大的传导损耗。PFC交流输入电流等于MOSFET中由公式2计算所得的RMS。MOSFET传导损耗、I2R，利用公式2定义的电流和MOSFET125℃的RDS(on)可以计算得出。把RDS(on)随漏极电流变化的因素考虑在内，该传导损耗还可以进一步精确化。

    假设有电源Vu通过电阻R给电容C充电，V0为电容上的初始电压值，Vu为电容充满电后的电压值，Vt为任意时刻t时电容上的电压值，那么便可以得到如下的计算公式：Vt=V0+(Vu–V0)*[1–exp(-t/RC)]如果电容上的初始电压为0，则公式可以简化为：Vt=Vu*[1–exp(-t/RC)]由上述公式可知，因为指数值只可能无限接近于0，但永远不会等于0，所以电容电量要完全充满，需要无穷大的时间。当t=RC时，Vt=；当t=2RC时，Vt=；当t=3RC时，Vt=；当t=4RC时，Vt=；当t=5RC时，Vt=；可见，经过3~5个RC后，充电过程基本结束。当电容充满电后，将电源Vu短路，电容C会通过R放电，则任意时刻t，电容上的电压为：Vt=Vu*exp(-t/RC)对于简单的串联电路，时间常数就等于电阻R和电容C的乘积，但是，在实际电路中，时间常数RC并不那么容易算，例如下图(a)。对于上图(a)，如果从充电的角度去计算时间常数会比较难，我们不妨换个角度来思考，我们知道，时间常数只与电阻和电容有关，而与电源无关，对于简单的由一个电阻R和一个电容C串联的电路来说，其充电和放电的时间参数是一样的，都是RC，所以，我们可以把上图中的电源短路，使电容C1放电，如上图(b)所示，很容易得到其时间常数：t=RC=。维修概论大凡仪器系统均由三个部分组成，即操作者、环境和仪器本身。

    在直流磁铁的应用场合，沿磁心的磁路一般需要有一个气隙。在铁氧体磁心中，气隙是在磁心的中部，磁通从磁心的一端流向另一端，尽管磁力线会从磁心的中心向外散开。气隙的存在产生了一块密集的磁通区域，这会引起临近线圈或靠近气隙的金属部件内的涡流流动。这个损耗一般不是很大，但很难确定。开关电源内的主要寄生参数概述寄生参数是电路内部实际元件无法预料的电气特性，它们一般会储存能量，并对自身元件起反作用而产生噪声和损耗。对设计者来说，分辨、定量、减小或利用这些反作用是一个很大的挑战。在交流情况下，寄生特性更加明显。典型的开关电源内部有两个主要的、存在较大交流值的节点，首先是功率开关的集电极或漏极；第二是输出整流器的阳极。必须重点关注这两个特殊的节点。变换器内的主要寄生参数在所有开关电源中，有一些常见的寄生参数，在观察变换器内主要交流节点的波形时，可以明显看到它们的影响。有些器件的数据资料中，甚至给出了这些参数，如MOSFET的寄生电容。两种常见变换器的主要寄生参数见图3。有些寄生参数已明确定义，如MOSFET的电容，其他一些离散的寄生参数可以用集中参数表示，使建模变得更加容易。医疗设备维修管理制度不完善。昆明史赛克L10冷光源更换高压包

或是电源电路维修时，若多路负载中有一路短路，用分离法可快速找出故障负载。昆明史赛克L10冷光源更换高压包

    图图图.一轴对称模型在频率为20KHz时电流密度的分布图临近效应与集肤效应是共存的。集肤效应是电流主要集中在导体表面附近，但是沿着导体圆周的电流分布还是均匀的。如果另一根载有反向交流电流的圆柱导体与其相邻，其结果使电流不再对称地分布在导体中，而是比较集中在两导体相对的内侧，形成这种分布的原因可以从电磁场的观点来理解。电源能量主要通过两线之间的空间以电磁波的形式传送给负载，导线内部的电流密度分布与空间的电磁波分布密切相关，两线相对内侧处电磁波能量密度大，传入导线的功率大，故电流密度也较大。如果两导线载有相同方向的交变电流，则情况相反，在两线相对外侧处的电流密度大。3.导体的边缘效应Dowall提出了计算两绕组变压器绕组交流电阻的方法，此方法先将圆导体转化为方形，并作如下假设:①磁场被假定为一维变量，垂直于导体的分量被忽略，并且总磁场强度在每个导体层中为常量;②绕组被假定为无限长片状导体的一部分，电流密度沿每层导体截面是常数，导体边缘效应被忽略;③假定磁芯不存在，线圈在整个磁芯宽度方向上均匀分布;④流过绕组的电压和电流均为正弦波，且线圈无开路。后来的研究者们对此方法提出了一些修正。事实上。昆明史赛克L10冷光源更换高压包

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